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          應用于交流伺服系統多路輸出開關電源設計

          1.引言

            與直流電機相比,交流電機不需要換向器和電刷,其結構更加簡單。調速范圍寬、穩態精度高、動態響應快、轉子慣量小、輸出功率大等諸多優點,使得交流電機在工業生產中得到較廣泛地應用[1]。對伺服系統供電的電源性能的優劣,直接關系到整個系統的安全性和穩定性[2]。開關電源與低效率的線性電源相比,因為其效率高、體積小、重量輕而受到廣泛地關注[3]。美國PI 公司生產的開關電源專用集成芯片TOPSwitch-II,是一種將PWM 和MOSFET 合二為一的新型芯片,此系列芯片以其體積小、重量輕、價格低等優勢,一經推出便得到廣泛的應用,展示了良好的應用前景。

            2.TOPSwitch-II 工作原理

            TOPSwitch-II芯片,將脈寬調制(PWM)控制系統的全部功能集成在一起,結構簡單,只有三個引出端,分別為控制端C、源極S和漏極D[4]。內含脈寬調制器、功率開關場效應管、自動偏置電路、保護電路、高壓啟動電路和環路補償電路,通過高頻變壓器使輸出端與電網完全隔離,真正實現無工頻變壓器、隔離式開關電源單片集成化,使用安全可靠。TOPSwitch-II是電流控制型開關電源,控制端提供偏壓Uc,對電流Ic的大小進行控制,就能連續調節脈沖占空比,實現脈寬調制。占空比D與控制端電流Ic呈線性關系(圖1)。

            由圖1 可知,在Ic=2.0~6.0mA 范圍內,當Ic↑時D↓,Ic↓時D↑。ICD1 是并在C-S 極旁路電容的放電電流,為1.2mA 或1.4mA;IB 是外部偏置電流,

           

            3.多路開關電源設計原理

            TMS320F2812 是控制板中的最重要的器件一。它每秒可執行1.5 億次指令,具備卓越的數據處理能力。對該芯片供電的優劣,直接影響控制板工作的可靠性。由于芯片的供電電壓是3.3V,考慮到控制的需要,總共需要兩路+5V 供電,分別是模擬5V和數字5V。另外,控制板還有±15V 供電的芯片。IPM 模塊是交流伺服系統最重要的器件之一。它一般使用IGBT 作為功率開關元件,內藏電流傳感器及驅動電路的集成結構,尤其適合于驅動電機的變頻器和各種逆變電源。本系統所使用的IPM,總共需要4 路電氣隔離的+15V 電源。綜上所述,伺服系統需要+15V、-15V 和+5V三種電壓等級供電,故需要設計一個能夠提供上述電壓等級的輔助電源。電源設計參數如下:

           、 輸入電壓:VAC;

           、 輸出電壓:U2~U9;

           、 最小功率:Pomin;

           、 最大功率:Pomax;

           、 轉換效率:η;

           、 開關頻率:fs;

           、 最大占空比:Dmax。

            根據如上設計技術指標,需要從如下幾個部分進行。

            3.1 輸入整流濾波電路

            輸入整流濾波電路采用Π型濾波(圖2):其中C17、C18 為差模電容,抑制差模干擾;C19、C20 為共模電容,抑制共模干擾;濾波電感L1 采用雙線并繞。采用不可控的整流橋,整流器件的額定電流有效值ID,必須滿足在低電壓輸入時最大平均電流值,

            則:

            1D 2( AC min ) omax I  V PF  P (1)式中,VACmin 為交流輸入電壓最小值;PF 為功率因數,一般取0.5。反向阻斷電壓VR,按高電壓輸入進行計算:max R 1.25 2 AC V   V (2)圖2 中,輸入濾波電容C21 的容值,可以按照比例系數1~3μF/W 與輸出最大功率Pomax 的乘積進行取值。

            3.2 變壓器

            單端反激式開關電源中的變壓器,在開關管開通時,儲存能量,阻斷時釋放能量而對負載供電[5]。對于多路輸出,如果要求每路輸出電壓均具有高精度,則每路均需要有閉環的穩壓回路。對于本設計的多路輸出,U3 輸出這一路精度要求較高,對這一路輸出需加閉環控制,其它幾路要求相對不高,不需要閉環控制。

            3.2.1 變壓器鐵芯

            一般選軟磁鐵氧體作為變壓器鐵芯,根據式

            (3)~(4)確定鐵芯型號。

            8 1max max ( ) 2 10 ( C ) o ON SQ B K K j P T 計 (3)式中,S 為鐵芯的截面積(cm2);Q 為鐵芯的窗口面積(cm2)。Bs 為選用的鐵氧體飽和磁感應強度,考慮到高溫時Bs會下降,選定工作最大磁感應強度Bm;TONmax為最大占空比Dmax對應的TOPSwitch-II 最大導通時間;△B 為鐵芯磁感應強度的變化量,工作磁感應強為B,最小功率與最大功率的比值為K。上述幾個量相互之間的對應關系為:

           

            式中,Kc 為鐵芯填充系數,Kμ 為窗口利用系數,j為導線電流密度。在確定鐵芯型號時,鐵芯實際的截面積與窗口面積乘積SeQe,應不小于SQ。

            3.2.2 原邊電感和氣隙

            反激式開關電源,當工作在連續工作模式時,電感電流臨界連續,變壓器原邊繞組最小電感值L1min 為:1 2 21min min min max (2 o S ) i ON L  P T  U T  (5)式(5)中,Uimin 為變壓器原邊直流輸入電壓最小值,文獻[6]指出,它與VACmin 的關系為:2 1 1 1 1/2min min 21 max i 2 AC 2( ) (2 ) o U   V  C   f   t P  (6)式中, f 為工頻交流電網頻率; t 為二極管的導通時間,一般取3ms。鐵芯所開氣隙δ 為:8 2 10 max 10 (2 e ) o S   K S B   P T (7)3.2.3 原副邊繞組匝數計算及電感校核圖2 中,原副邊繞組匝數N1~N10,按式(8)~(17)

            計算:4 1 1/21 0 1min 10 ( e ) N    S  L   (8)(1)匝比計算:U2~U3 輸出,匝數為N2、N3?紤]到肖特基二極管壓降U5D,由反激電路輸入輸出電壓關系可以得到:113 12 max 2 5 max min ( ON )( D ) ON i n n T T U U T U      (9)U4~U9 輸出,匝數為N4~N9?紤]到超快速二極管壓降U15D,同理得:114 max 4 15 max min ( ON )( D ) ON i n T T U U T U     (10)15 16 17 18 19 14 n  n  n  n  n  n (11)反饋繞組電壓為U10,匝數為N10,考慮到超快速二極管壓降U12D,同理得:1110 max 10 12 max min ( ON )( D ) ON i n T T U U T U     (12)

            (2)各繞組匝數計算:12 3 12 1 N  N  (n ) N (13)以U2 為參考標準,計算其它副邊繞組匝數及重新計算原邊匝數:1 2 12 N  N  n (14)14 2 5 4 15 2 ( D ) ( D ) N  U U  U U N (15)

            N5  N6  N7  N8  N9  N4 (16)110 2 5 10 12 2 ( D ) ( D ) N  U U  U U N (17)式(13)~(17)實際取值時,因為匝數一般都取整數,故需對上述計算值進行進位取整(例如計算結果為7.13 和7.83 時,均取為8)。(3)原邊電感校核:' 8 1 '21min 1 0 10 c L     N  S (18)式(18)的計算結果應不小于式(5)的值。同理,可計算出副邊各個繞組最小電感值?紤]高頻集膚效應,當開關頻率為fs 時,銅線的透入深度△為:1/20 ( s )    f    (19)式中,γ 為銅線的電導率。在確定導線線徑時,其值不能超過2△。3.3 箝位保護電路采用瞬態電壓抑制器(TVS)和超快恢復二極管(SRD)組成的箝位電路。電路的主要原理是利用TVS 的瞬態電壓抑制特性來抑制脈沖電壓[7]:當TVS 管兩端經受瞬間的高能量沖擊時,它能以極高的速度使其阻抗驟然降低,同時吸收一個大電流,將其兩端的電壓箝位在一個預定的數值上,從而確保后面的電路元件免受瞬態高能量的沖擊而損壞。D11 為TVS,它與D12(SRD)組成箝位電路,如圖2 所示。D11 承受的耐壓值U11、D12 承受的耐壓值U12 分別按式(20)、式(21)計算:111 2 2 1 U  1.5U (N ) N (20)12 max 2 AC U  V (21)式中,N'1 為校核后的原邊匝數。3.4 反饋電路光耦反饋電路實際由兩部分構成:①由反饋繞組N10、高頻整流濾波器構成的非隔離式反饋電路,反饋電壓U10 為光敏晶體管提供偏壓;②由取樣電路、TL431、PC817 構成的隔離式反饋電路,它將輸出電壓U3 的變化量直接轉換為控制電流Ic:在Ic=2~6mA 的范圍內,輸出電壓U3 減小時,經過光耦反饋電路使得Ic 減小,D 增大,U3 增大,最終保證輸出電壓穩定。4.八路開關電源設計及性能測試4.1 參數設計考慮IPM 和DSP 及其他芯片的工作電流,功率選為75W。由TOPSwitch-II 最大輸出功率與型號

            故需對上述計算值進行進位取整(例如計算結果為

            的關系,選擇TOP226Y。按照上述分析,設計了基于TOP226Y 的八路輸出開關電源,其電路原理圖,如圖2 所示,設計物理量及數值如表1 所示:表1 八路輸出開關電源設計物理量及數值

           

            在繞制變壓器時,選擇了EI33 型鐵芯。為了使得各輸出繞組間緊密耦合,先繞N1 的一半,再繞N10,之后依次繞N2~N9,最后繞N1 的另一半。變壓器的各個繞組電感測量值和最小計算值如表2 所示:表2 變壓器各個繞組電感測量值與最小計算值比較

           

           

           

           

          圖2 開關電源電路原理圖

            從表2 可以看出,變壓器各個繞組電感測量值均不小于最小計算值,滿足設計要求。另外,將副邊繞聯立式(1)~(20),結合表1,可以求得開關電源各個主要待定物理量(按公式排列順序)如表3 所示:

            表3 八路輸出開關電源待定物理量及數值

            4.2 性能測試

            交流輸入電壓給定187~253V 時,對開關電源進行了上電試驗。為了證明鉗位電路的設計,圖3 給出了交流輸入電壓為220V 時,TOP226Y 的D 與S兩端的電壓應力波形,用差分探頭20 倍衰減,可以看到電壓被TVS 箝位在200V,使得TOP226Y 得到了很好地保護。圖4~圖11 是交流輸入電壓為220V時,測得的八路輸出電壓波形,從圖中可以看到各路輸出較穩定,紋波小。組短路,測得原邊繞組漏感量為26.28μH,小于原邊電感量5%。綜上所述,變壓器能夠正常工作。

            5.結論

            本文采用TOP226Y 設計了一款多路輸出的開關電源,對各個模塊給出了理論分析和參數計算,最后通過實測結果分析,得到以下結論:

            (1)TOPSwitch-II 系列開關電源,與MOSFET 及PWM 控制器集成電路相比,有高集成度、最簡外圍電路等優點,降低了設計難度,縮短了開發周期。

            (2)交流輸入電壓給定為220V±15%時,輸出電壓波動較小,能夠滿足交流伺服系統供電要求,驗證了理論分析和參數設計的正確性。

            參考文獻

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            [2] 孫祖勇, 陳志輝. 多路隔離輸出全數字伺服系統開關電源設計[J]. 電源技術應用, 2007, 10(6):33-37.

            [3] YANG Yueru. A DSP-based bipolar switching powersupply[C]. Proceedings of the 2011 IEEE 9th InternationalConference on Power Electronics and Drive Systems,

            2011:1020-1024.

            [4] 沙占友. 單片開關電源最新應用技術[M]. 北京:機械工業出版社,2003.

            [5] 陳堅. 電力電子學——電力電子變換和控制技術(第二版)[M]. 北京:高等教育出版社, 2004.

            [6] 馬瑞卿, 任先進. 一種基于TOP224Y 的單片開關電源設計[J]. 計算機測量與控制, 2007, 15(2): 235-238.

           


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